电源圈的朋友都知道，开关式电源栅极驱动要求对于低电压高电流的应用而言尤其重要。原因在于通常由几个MOSFET 器件并联来满足特定设计的高电流规范要求，因此单一集成电路控制器与驱动器解决方案就变得不再可行，MOSFET 并联可降低漏极到源极的导通电阻，并减少传导损耗。但是，由于并联器件的增多，栅极充电的要求也随之提高。本文就将针对PWM应用中的低电压反馈进行讲解。
输出电压接近低于1V电平，电源控制集成电路制造商推出了包括内部低电压参考的产品，以适应新情况的要求。但是，如果设计人员希望既采用高性能驱动器，又使用包括的内部参考高于反馈电压的 PWM，那该怎么办?换言之，调节输出电压为 1V 的情况通常都需要 1V 或更低的参考电压，由 PWM 内部误差信号放大器的同相输入提供。
应用电路(见图 1)提出了一种备用方法，可反馈低于 PWM 参考电压的输出电压。正常情况下，输出电压高于误差信号放大器的参考，因此 VOUT 与接地之间简单的电阻分压器会将调节电压设置在 PWM 误差信号放大器的同相输入的水平上。但是，当 VOUT 低于误差信号放大器参考电压时，反馈电压必须分压，而不是下降。分压意味着必须从另一个调节电压源添加一些额外的电压至反馈电压。
图1 低电压同步降压反馈解决方案
UCC3803在引脚8上提供 4V 的内部电压参考。此外，在 PWM 误差信号放大器的同相输入上的内部电压为 VREF/2，或 2V。通过 R1 反馈 100% 的 VOUT，再通过 R2 反馈一部分 VREF，可在引脚2上对 UCC3803 反馈节点应用叠加的原理：
=×VREF + ×VOUT (1)
就图 1 显示的应用电路而言，UCC3803 配置为电压模式操作，因此可适当选择第三类补偿方案。由于 R1 是控制环路补偿的一部分，因此必须先计算出该值，然后根据以下方程式选出 R2的值：R2=×R1 (2)
举例来说，假设先定 R1为 1kΩ，而 VOUT 为 1V，那么就可根据方程式3计算得出 R2的值如下：
R2=×(1×103W)=2kΩ (4)
如果应用中 PWM 控制器不向集成电路外部提供参考电压，仍可应用上述技术，但还需要从其它调节源添加图 1 中 VREF所提供的额外电压。
选择采用带有集成驱动级的单一PWM控制器，还是考虑采用与PWM控制器分开的外部驱动器双芯片解决方案，有时很难说清楚。双芯片解决方案可实现性能增强的优势，但也必须进行认真比较，因为它相对造成成本增加，而且失去了单集成电路方法的简单性。不过，当低电压、高电流以及高频电源转换的最佳性能绝对必需时，选择哪种 PWM 控制器也就不必受限于误差信号放大器参考电压了。
